Interruptor acústico temporizado: del micrófono al relé, etapa por etapa

Preamplificador transistorizado, filtro pasabanda activo, detector de envolvente, comparador ajustable, monoestable 555 y relé. Con cálculos, simulación en Proteus y observaciones de diseño.

Introducción

Un aplauso enciende la luz de una habitación y, pasado un tiempo ajustable, esta se apaga sola. Eso hace este circuito: convierte un sonido fuerte en un pulso de duración regulable que acciona un relé. Está formado por seis etapas en cascada:

1. Micrófono electret y preamplificador a transistor (Q1, 2N2222).
2. Filtro pasabanda activo de realimentación múltiple (U1:B, TL072).
3. Detector de envolvente (D1, C6, R4).
4. Comparador con umbral ajustable (U1:A y potenciómetro VOLUMEN).
5. Monoestable con 555 (potenciómetro TIEMPO).
6. Transistor driver (Q2) y relé (RL1).

Los amplificadores operacionales usan alimentación simétrica de ±12 V (conector J1); el transistor, el 555 y el relé usan solo el +12 V. En la simulación el micrófono se sustituye por un generador senoidal (Vin) de 10 mV de amplitud y 2.5 kHz que arranca a los 2 ms, un nivel razonable para un aplauso a poca distancia.

Etapa 1: micrófono electret y preamplificador transistorizado

El micrófono y su polarización

Un micrófono electret lleva dentro un JFET que amplifica la diminuta señal de la cápsula. Tiene solo dos terminales: el positivo se alimenta a través de una resistencia (aquí R8 = 4.7 kΩ desde +12 V) y el audio aparece como una pequeña variación de tensión sobre ese mismo nodo. C3 deja pasar el audio y bloquea la continua.

El JFET interno consume típicamente entre 0.2 y 0.5 mA, así que:

V_mic ≈ 12 V − (0.2 a 0.5 mA) × 4.7 kΩ ≈ 9.7 V a 11 V

Es decir, el micrófono trabaja con unos 10 V de continua. Ojo: muchas cápsulas indican un máximo de 10 V; conviene revisar la hoja de datos. Con R8 = 10 kΩ la tensión baja a unos 7–10 V.

En cuanto a la señal, una cápsula típica de −44 dBV/Pa entrega unos 6.3 mV rms por pascal (94 dB SPL). Un aplauso cercano ronda los 100 dB SPL o más, o sea, del orden de 10 mV; de ahí el valor usado en la simulación.

Polarización por realimentación colector-base

R7 (470 kΩ) lleva la base hacia el colector. Si la corriente de colector sube (por temperatura o por un β alto), V_C baja, la corriente de base disminuye y el punto de trabajo se corrige solo. Es una realimentación negativa de continua que hace el punto Q bastante menos dependiente de β que una polarización fija.

Datos: Vcc = 12 V, RC = R6 = 4.7 kΩ, RB = R7 = 470 kΩ, RE = R5 = 220 Ω, VBE ≈ 0.7 V.

Malla base-colector:

Vcc = (IC + IB)·RC + IB·RB + VBE + (IC + IB)·RE

Con IC = β·IB se despeja:

IB = (Vcc − VBE) / [RB + (β + 1)(RC + RE)]

Y una forma muy útil para ver la (in)dependencia de β:

IC ≈ (Vcc − VBE) / (RC + RE + RB/β)

Para β = 200: IB = 11.3 V / (470 kΩ + 201 × 4.92 kΩ) = 7.7 µA; IC = 1.55 mA; IE = 1.56 mA; VE = 0.34 V; VB = 1.04 V; VC = 12 − 1.56 mA × 4.7 kΩ = 4.69 V; VCE = 4.35 V. El transistor queda en zona activa con buen margen.

β	IC	VC	VCE	re = 25 mV/IE	Av sin carga
100	1.17 mA	6.45 V	6.19 V	21 Ω	−222
200	1.55 mA	4.69 V	4.35 V	16 Ω	−292
300	1.74 mA	3.80 V	3.42 V	14 Ω	−329

El β se triplica, pero IC solo cambia un 49 % y la ganancia varía unos 3.4 dB. Con polarización fija, IC se triplicaría. Aun así, la estabilización es parcial: RB/β (2.4 kΩ con β = 200) es comparable a RC + RE (4.9 kΩ). Cuanto menor sea RB/β frente a RC + RE, más independiente de β es el punto de trabajo.

Ganancia

C5 (10 µF) puentea a R5 en audio, de modo que:

Av ≈ −RC / re = −4.7 kΩ / 16 Ω ≈ −292 (unos 49 dB) sin carga

A 2.5 kHz la reactancia de C5 es 6.4 Ω, comparable a re, así que la ganancia real es algo menor (≈ −270).

La impedancia de entrada es rπ ‖ R7/(1+|Av|) (efecto Miller), unos 3.2 kΩ ‖ 10 kΩ ≈ 2.4 kΩ. Las frecuencias de corte de los acoplos son bajas: C3 ≈ 22 Hz y C4 ≈ 3 Hz.

La etapa siguiente la carga: a 2.4 kHz el filtro presenta una impedancia de entrada de unos 860 Ω frente a los 4.7 kΩ de salida del preamplificador. La ganancia cargada baja a ≈ 270 × 860 / 5457 ≈ 42, y la simulación lo confirma: 10 mV de entrada producen unos ±0.45 V en VoPreAmp (≈ 33 dB). La excursión máxima sin recorte ronda ±1.1 V; un aplauso fuerte saturará la etapa, lo cual no importa porque solo buscamos detectar que se superó un umbral.

Etapa 2: filtro pasabanda activo (U1:B)

Cómo funciona

Es un filtro de realimentación múltiple (topología Deliyannis). Elementos: R3 (1 kΩ) en serie con la entrada, R2 (10 kΩ) del nodo a tierra, C2 (100 nF) del nodo a la entrada inversora, R1 (4.7 kΩ) de realimentación y C1 (10 nF) del nodo a la salida. La entrada no inversora va a tierra.

Su comportamiento se entiende así: a baja frecuencia, C2 presenta una reactancia enorme y casi no llega señal a la entrada inversora, por lo que la ganancia cae (efecto pasa-altos). A alta frecuencia, C1 devuelve la salida (invertida) al nodo y reduce la señal que lo alimenta, por lo que la ganancia también cae (efecto pasa-bajos). En el medio, la relación R1/R3 define la ganancia. Además, como C2 bloquea la continua, la ganancia en DC es 1 y el filtro no amplifica offsets.

Cálculos

Sea Rp = R3 ‖ R2 = 1 kΩ ‖ 10 kΩ = 909 Ω. Con capacitores distintos, la función de transferencia da:

• f0 = 1 / (2π √(Rp · R1 · C1 · C2))
• BW = (C1 + C2) / (2π · R1 · C1 · C2)
• Q = f0 / BW
• Ganancia en el centro: A0 = −R1 · C2 / (R3 · (C1 + C2))

Resultados:

• f0 = 1 / (2π √(909 × 4700 × 10 nF × 100 nF)) ≈ 2.43 kHz
• BW = (10 nF + 100 nF) / (2π × 4.7 kΩ × 10 nF × 100 nF) ≈ 3.7 kHz, que equivale a una banda de −3 dB de ≈ 1.2 kHz a 4.9 kHz
• Q ≈ 0.65 (un filtro ancho, poco selectivo)
• A0 = −4700 × 100 nF / (1000 × 110 nF) = −4.27 (12.6 dB)

Con la ganancia del preamplificador cargado (≈ 45) la cadena completa da ≈ 45 × 4.27 ≈ 190 (unos 46 dB): 10 mV de entrada llegan a ≈ ±1.8 V en VoFPB, como muestra la simulación.

¿Por qué un filtro y no un simple amplificador?

La potencia de ruido es proporcional al ancho de banda. Un amplificador sin sintonizar amplifica todo el espectro: el ruido de fondo, el zumbido de red (50/60 Hz), los ruidos graves (viento, pasos, golpes en la mesa), el siseo de alta frecuencia y las interferencias de RF. Al limitar la banda a unos 3.7 kHz, frente a los 20 kHz del audio, el ruido de tensión baja en un factor √(20/3.7) ≈ 2.3 (unos 7 dB), y más aún si se compara con un amplificador de banda más ancha. Además se evita saturar el amplificador con ruidos graves intensos y se concentra la ganancia donde está la energía de un aplauso, que es de banda ancha con mucha energía entre 1 y 5 kHz.

Etapa 3: detector de envolvente

D1 (1N4148) y C6 (10 µF) forman algo parecido a un rectificador de media onda con filtro, pero con un propósito distinto. En una fuente de alimentación, el capacitor es grande para obtener CC casi perfecta. Aquí el capacitor es pequeño y la carga (R4 = 1 kΩ) es ligera en tiempo, de modo que la tensión sigue la envolvente de la señal en lugar de ignorarla.

• Carga: D1 conduce en los picos positivos y C6 sube escalón a escalón, un escalón por ciclo (se ve en la gráfica).
• Descarga: a través de R4, con τ = R4 · C6 = 1 kΩ × 10 µF = 10 ms. Como el periodo de 2.5 kHz es 0.4 ms, el rizado es pequeño.
• Nivel: Vout ≈ Vpico − 0.5 V (caída del diodo). Con 1.8 V de pico se obtienen ≈ 1.1–1.3 V de continua casi constante, como en la simulación.

Cuando cesa el sonido, Vout cae por debajo del umbral en pocos milisegundos (por ejemplo, de 1.1 V a 0.92 V en ≈ 1.8 ms). R9 es solo una carga ligera para la salida del filtro.

[Insertar gráfica: VoFPB y Vout]

Etapa 4: comparador con umbral ajustable (U1:A)

El TL072 funciona sin realimentación, como comparador. La entrada inversora recibe Vout (la envolvente) y la no inversora recibe Vref, tomada del cursor del potenciómetro VOLUMEN de 5 kΩ, que forma un divisor con R10 (10 kΩ) desde +12 V:

• Con el cursor en el extremo superior: Vref = 12 × 5 / 15 = 4 V.
• Con el cursor en 23 %: Vref = 4 × 0.23 = 0.92 V (la línea cian de la simulación).

Como el comparador es inversor: en reposo (Vout < Vref) su salida está en alto, ≈ +10.5 V; cuando Vout supera a Vref, la salida pasa a ≈ −10.5 V.

Sensibilidad en términos de nivel sonoro

Hay detección cuando el pico del filtro supera Vref + 0.5 V. Con una ganancia total de ≈ 190, el umbral en el micrófono es (Vref + 0.5) / 190:

• Vref = 0 V: ≈ 2.6 mV de pico.
• Vref = 0.92 V: ≈ 7.5 mV de pico (por eso 10 mV disparan).
• Vref = 4 V: ≈ 24 mV de pico.

Es un rango de unos 19 dB, que para una cápsula de −44 dBV/Pa corresponde, a grandes rasgos, a sonidos de ≈ 83 a 103 dB SPL. Con el potenciómetro bajo se disparará con sonidos moderados; con el potenciómetro alto, solo con aplausos fuertes y cercanos. Son estimaciones de orden de magnitud.

 [Vout, Vref y VoComp. Vout sube por escalones hasta cruzar Vref (≈ 0.92 V) a los 4.1 ms y VoComp pasa de +10.5 V a −10.5 V]

Etapa 5: monoestable 555

El 555 se dispara cuando la tensión en el pin 2 (TR) baja de 1/3 Vcc = 4 V. En reposo ese pin está a ≈ +10.5 V; cuando el comparador cae a −10.5 V, cruza el umbral y el monoestable se dispara. (Observa que el umbral es 4 V, no 0 V: cualquier valor por debajo de 4 V dispara.)

Funcionamiento:

1. En reposo, el transistor de descarga (pin 7) mantiene C8 en ≈ 0 V y la salida (pin 3) está en bajo.
2. Al dispararse, la salida sube y el pin 7 deja de descargar: C8 (100 µF) se carga a través de la resistencia de temporización.
3. Cuando C8 llega a 2/3 Vcc = 8 V, el pin 6 (TH) resetea el biestable, la salida baja y el pin 7 descarga C8.

Duración del pulso: T = R · C · ln 3 ≈ 1.1 · R · C.

En el esquema, los pines 1 y 2 del potenciómetro TIEMPO (500 kΩ) están unidos a +12 V, así que actúa como reóstato entre el cursor y el pin 3, con R entre 0 y 500 kΩ. C7 (10 nF) desacopla el pin 5 y el pin 4 (reset) está a +12 V.

R de temporización	T = 1.1 · R · 100 µF
10 kΩ	1.1 s
47 kΩ	5.2 s
100 kΩ	11 s
250 kΩ	27.5 s
500 kΩ	55 s

El rango total va, en teoría, de casi 0 hasta unos 55 s. Con el cursor en 36 % (el ajuste de la simulación), R ≈ 320 kΩ y T ≈ 35 s. En la ventana de 20 ms de la simulación solo se ve el flanco de subida de Vout555 (a 12 V a los 4.1 ms); el final del pulso ocurre mucho después. Los capacitores electrolíticos tienen tolerancia de ±20 % y fugas, así que los tiempos reales serán aproximados.

Durante el pulso el 555 ignora nuevos disparos: más aplausos no lo reinician, ni extienden el tiempo.

[ VoComp y Vout555. Para mostrar también el final del pulso, simula temporalmente con R pequeña, por ejemplo 10 kΩ (T ≈ 1.1 s)]

Etapa 6: driver y relé

La salida del 555 (pin 3) alimenta, a través de R12 (1 kΩ), la base de Q2 (2N2222), que conmuta la bobina del relé de 12 V. D2 (1N4007), en antiparalelo con la bobina, absorbe el pico de tensión inductivo al apagar el relé y protege a Q2.

• Corriente de base: Ib ≈ (≈ 10.5 V − 0.7 V) / 1 kΩ ≈ 10 mA.
• Corriente de bobina típica: 30–40 mA, por lo que Q2 satura con mucho margen (podrías subir R12 a 2.2–4.7 kΩ y aliviar al 555).

El relé deja disponibles sus contactos en el bloque J2 (común, normalmente abierto y normalmente cerrado). Para encender una luz con un aplauso, se conecta la carga entre el común y el NA, y esta permanecerá encendida mientras dure el pulso del monoestable. Con otro cableado se puede lograr lo contrario (apagar algo temporalmente) o usar otros tipos de cargas: ventiladores, alarmas, cerraduras eléctricas, etc.

Seguridad: si conmutas tensión de red (110/220 V), usa un relé con contactos adecuados, cableado con aislamiento correcto, fusible y una caja cerrada, y mantén bien separado el lado de red del circuito de baja tensión. Con cargas inductivas (motores, transformadores) los contactos se desgastan; considera una red RC antichispas.

Resumen de la simulación

Etapa	Entrada	Salida (simulación)	Valor clave
Preamplificador	Vin = 10 mV pico	VoPreAmp ≈ ±0.45 V	Av ≈ −270 sin carga, ≈ −45 con carga
Filtro pasabanda	VoPreAmp	VoFPB ≈ ±1.8 V	f0 = 2.43 kHz, BW = 3.7 kHz, A0 = −4.27
Detector	VoFPB	Vout ≈ 1.1 V	descarga τ = 10 ms
Comparador	Vout vs Vref = 0.92 V	VoComp: +10.5 V a −10.5 V	umbral ajustable 0–4 V
Monoestable	VoComp	Vout555: 0 a 12 V	T = 1.1·R·C, hasta ≈ 55 s
Driver y relé	Vout555	contactos del relé	Ib ≈ 10 mA

Secuencia temporal: el sonido llega a los 2 ms, Vout alcanza Vref a los ≈ 4.1 ms, el comparador cambia de estado y el 555 sube a 12 V en ese instante. O sea, la reacción del circuito tarda apenas unos 2 ms desde que empieza el sonido.

Observaciones y mejoras

1. Tensión del electret. Con R8 = 4.7 kΩ y 12 V, el micrófono puede quedar cerca o por encima de 10 V. Revisa su hoja de datos o aumenta R8.
2. Independencia del β. La realimentación colector-base mejora la estabilidad, pero no la elimina; en este diseño la variación de IC es de ≈ 50 % para un β triplicado.
3. Interacción preamplificador-filtro. La salida del preamplificador (≈ 4.7 kΩ) queda en serie con R3 y carga al filtro. El resultado es que la respuesta conjunta es más ancha y su pico se desplaza hacia ≈ 1.2–1.5 kHz (estimación propia). Si quieres que f0 sea exactamente 2.43 kHz, intercala un seguidor de emisor o un buffer entre ambas etapas. Para un aplauso, no es crítico.
4. Nombre «FPB». La etiqueta VoFPB suele leerse como «filtro pasabajos»; este filtro es pasabanda, y quizá convenga llamarlo VoBPF.
5. Tensión negativa en el pin 2. La salida del comparador llega a −10.5 V directamente al pin TR del 555, que no admite tensiones negativas apreciables (el simulador no lo modela). En un montaje real añade una resistencia en serie (por ejemplo 4.7–10 kΩ) y un diodo 1N4148 entre el pin 2 y tierra (ánodo a tierra, cátodo al pin 2) para limitar a ≈ −0.6 V.
6. R14 de 1 kΩ. Si esa resistencia une +12 V con la salida del comparador, cuando ésta va a −10.5 V circulan ≈ 22 mA por el TL072, demasiado para un uso continuo. Aumenta R14 a 10 kΩ o más.
7. Resistencia mínima del TIEMPO. Con el potenciómetro en 0 Ω, el pin 7 queda conectado a +12 V sin limitación cuando se activa su transistor de descarga. Pon una resistencia fija de 4.7–10 kΩ en serie con el potenciómetro.
8. Histéresis. En la simulación, VoComp rebota brevemente entre 4.1 y 4.5 ms mientras Vout oscila alrededor de Vref. No afecta al 555 (ignora disparos durante el pulso), pero un lazo de realimentación positiva con una resistencia alta (por ejemplo 1 MΩ de la salida al pin +) dará un disparo más limpio.
9. Alimentación. Añade capacitores de 100 nF cerca del TL072 y del 555, y capacitores electrolíticos de filtrado en cada riel. Con el 555 y el relé en el mismo +12 V, el ruido de conmutación puede disparar falsamente el comparador si no hay buen desacoplo.
10. Falsos disparos. Cualquier sonido fuerte dentro de la banda (gritos, portazos, timbres) activa el circuito. Ajusta VOLUMEN según el ambiente.

Conclusión

Cada etapa resuelve un problema concreto: el preamplificador transistorizado da una ganancia alta y estable, el filtro pasabanda concentra esa ganancia en la banda donde está el aplauso y descarta ruido, el detector convierte la oscilación en un nivel continuo, el comparador decide con un umbral ajustable, el monoestable fija cuánto tiempo permanece activa la salida y el relé hace de interfaz con la carga. Es un buen proyecto para aprender cómo se combinan etapas analógicas y digitales en un sistema completo, y todo se puede verificar con la simulación antes de armarlo.